摘要
現代產品法規要求更低的待機功耗和更高的效率。滿足這些要求的策略可能是使用復雜的電源時序控制關閉部分電源系統以提高輕載效率。此外,關閉如 PFC 等電源系統的部分需要將下游功率轉換器設計用于寬輸入電壓范圍。UCC28056 架構和突發模式等功能使設計能夠滿足這些現代電源要求,使 PFC 級在所有電源模式下保持開啟狀態。
 
 
 
商標
所有商標均為其各自所有者的財產。
 
? 前言
隨著產品法規持續要求在這些關鍵領域提高性能,效率和待機功耗已成為離線應用中關注的重點。這種關注需要采用復雜的功率策略以滿足這些要求,例如在低功耗模式下關閉 PFC。這種策略雖然有效,但極大地增加了系統設計的復雜性,也增加了 PFC 下游的 DC/DC 轉換器設計的負擔,使其無法處理更寬的輸入電壓范圍。UCC28056 器件專為解決此問題而設計,可在整個負載范圍內保持高效率,使設計人員即使在低功率模式下也能保持 PFC 開啟狀態。本應用指南介紹了使用 UCC28056 優化過渡模式 PFC 設計以提高效率和待機功耗的設計決策。
 
? 功耗標準
表 1 和表 2 總結了美國能源部(DOE)VI 級對銘牌輸出功率為 50 mW 及以上的應用的功耗要求。
 
表 1.DOE VI 級(50 W 至 249 W)
 
 
表 2.DOE VI 級(>250 W)
 
 
表 3 總結了《歐盟行為準則》(CoC)II 級對銘牌輸出功率為 50 W 至 250 W 的應用的功耗要求。在撰寫本文時,未獲知銘牌輸出功率大于 250 W 的要求。
 
表 3.CoC II 級功耗要求
 
 
應該注意的是,CoC II 級考慮了 10%負載下的輕載效率點,該負載下的效率通常因靜態損耗和較低的輸出功率而受到影響。在 10%負載下效率較低,因此在其他四個調節效率點上需要更高的效率以滿足最小平均效率。
 
? 優化效率和待機功耗
為了說明優化待機功耗和效率的方法,請考慮以下 85 VAC 至 265 VAC,165 W 設計,如圖 1 所示。
 
圖 1.UCC28056 設計示例
 
? 突發模式運行
UCC28056 實現了突發模式功能,進一步改善了輕載效率和待機功耗。此外,在進入突發模式后,導通時間脈沖寬度在前 4 個開關周期內斜坡上升。此外,在退出突發模式之前,導通時間脈沖寬度在最后 4 個開關周期內斜坡下降。這種軟導通和軟關斷策略在進入突發模式后在前 4 個周期內增加線路電流,并在最后 4 個周期內降低線電流。此功能可在輕載條件下限制可聽噪聲和對 EMI 濾波器的干擾。
 
進入和退出突發模式通過應用于 COMP 引腳電壓的兩個比較器閾值實現。兩個比較器閾值的平均電壓約為 VCOMP_Max 的 11%,這意味著在每個突發周期期間傳遞的功率約為最大輸出功率的 11%。
 
在突發開啟期間,PFC 級的效率大約等于 PFC 轉換器在 11%負載下的效率。在突發關閉期間,UCC28056 的電流消耗降至
125μA。在沒有轉換動作發生的突發關閉期間的功率損耗主要由 PFC 級內的靜態功率損耗決定。等式 1 提供了待機功耗性能的近似值
 
 
當 PFC 級上的負載降低到 10%以下時,突發期間的頻率也會降低,以保持輕負載的高效率。

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? 限制靜態損耗
電路內器件的靜態損耗會提高待機功耗。例如橋式整流器、升壓二極管和 MOSFET 中的傳導損耗,本節為選擇合適的值以降低 PFC 級中的功率損耗提供了指導。
 
? 分壓器
VOSNS 引腳連接到內部跨導放大器的反相輸入,用于通過電阻分壓器設置 PFC 級輸出調節點。由于典型的 PFC 輸出電壓約為 400 V,因此反饋分壓器中的靜態功率損耗可能很大,并且是導致高待機功耗的主要原因之一。等式 2 是 VOSNS 分壓器中的靜態功耗:
 
 
其中 VBLK 是 PFC 級的輸出電壓,ROS1 是分壓器的頂部電阻,ROS2 是分壓器的底部電阻。對于 400 V 的輸出電壓和 1MΩ的總反饋電阻,反饋分壓器的靜態損耗為 160 mW。因此,使用盡可能大的反饋電阻是有利的。但是,由于 VOSNS 偏置電流 IOSNSBias 的影響,較大的 ROS1 值會導致調節精度下降。等式 3 顯示了調節精度與 ROS1 電阻之間的關系:
 
 
其中 IOSBias 是 VOSNS 引腳的偏置電流。最大 IOSNSBias 電流為 100 nA。等式 4 確保由于 IOSNSBias 造成的輸出電壓調節降低不到 1%:
 
 
1 對于 390 V 的輸出電壓,ROS1 的最大值為 39MΩ??梢允褂玫仁?5 計算 ROS2 的相應值,其中 VOSReg 是基準電壓,2.5 V:
 
 
如果使用 3×10-MΩ電阻作為 ROS1,使用 100kΩ+93.1kΩ作為 ROS2,則 VOSNS 分壓器的總待機功耗為 5 mW。
 
? UCC28056 + UCC25630x 反饋 / BLK 分壓器
對于在 PFC 級下游使用 LLC 轉換器的 AC/DC 系統,可以將 VOSNS 電阻分壓器配置為用作過渡模式升壓 PFC 級的反饋分壓器和 LLC 控制器 UCC25630x 的 BLK 引腳分壓器,如圖 2 所示。這種方法通過消除整個 AC/DC 系統解決方案中的額外高壓分壓器,大大降低了靜態功耗。
 
圖 2.UCC28056 和 UCC25630x 的結合高壓分壓器
 
為了適應 UCC28056 和 UCC25630x 的不同電阻分壓比,需要兩個電阻抽頭。將 PFC 儲能電壓設置為 390 V 時,VOSNS 分壓比 KOS 等于 156,如等式 6 所示。KBLK 由 LLC 預期打開時的最小 PFC 儲能電壓決定。當儲能導通閾值為 3.05 V,所需的導通閾值為 340 V 時,BLK 分壓比 KBLK 等于 111.5,如等式 7 所示:
 
 
 
在本例中,選擇上分壓電阻 ROS11,由 3 個串聯的 3.24 MΩ,1206 SMT 電阻組成,如等式 8 所示:
 
 
同時求解等式 6 和等式 7,得到等式 9:
 
 
然后使用以下等式找到相應的 ROS2:
 
 
這兩個電阻可以使用標準電阻值實現,如等式 11 和等式 12 所示:
 
 
 
該組合電阻分壓器的總功耗為 15.5 mW。

 

 
? ZCD/CS 分壓器
在突發關閉條件下,ZCD/CS 分壓器的功耗最高。在這種狀態下,漏極電壓近似于等于線路電壓峰值的 DC 電壓。ZCD/CS 分壓器的峰值功耗如等式 13 所示:
 
 
其中 RZC1 是 ZCD/CS 分壓器頂部電阻的電阻,RZC2 是 ZCD/CS 分壓器底部電阻的電阻。與 VOSNS 分壓器非常相似,可以通過 ZCD 引腳檢測精度的小幅折衷增加 RZC1 和 RZC2 的電阻。等式 14 將 ZCD 偏置電流引起的精度下降限制在 1%以下:
 
 
分壓器鏈中的上部電阻 RZC1 必須在浪涌測試下承受峰值輸出電壓。對于耐用的解決方案,此位置的電阻應具有高于升壓 MOSFET 雪崩額定值的額定電壓。3 個 1206 SMT,3.24MΩ的串聯鏈滿足精度要求,并提供高于 600 V 的耐壓能力。使用等式 15 和等式 16 確定 RZC1 和 RZC2 的適當值:
 
 
 
最大輸入電壓為 265 Vrms 時,半個周期內的峰值功耗為 14.41 mW。
 
? X 電容選擇
X 電容器是 EMI 濾波器的關鍵組件,并且逐線連接以抑制 EMI 噪聲。當電容器充電和放電時,在電容器的等效串聯電阻上消耗會功率,如等式 17 所示:
 
 
流過電容器的均方根電容器電流取決于線路均方根電壓、線路頻率和 X 電容器配置中的總電容。忽略寄生電感,x 電容帶給線路的阻抗可以如等式 18 所示計算:
 
 
可以使用等式 19 計算 X 電容的功率損耗:
 
 
對于并聯最大線路電壓 265 Vrms 和 0.33μF,每個的損耗因子為 0.00022,X 電容消耗的功率為 6.4 mW。
 
? 有源 X 電容放電
某些應用需要一種方法將 EMI 濾波器中使用的線間電容器在指定時間內放電到合理電壓。這是為了確保 AC 插頭上的高壓不會無限期地保留。有幾種控制放電時間的標準,如 IEC60950、IEC60065 和 IEC62368,總結在表 4 中。
 
表 4.X 電容器放電標準 4
 
 
一種流行的做法是將泄放電阻與 X 電容器并聯放置。一般準則是每 100 nF 的電容需要并聯添加 10MΩ的最大泄放電阻。對于 330 nF 的 X 電容,需要至少 3.3MΩ的泄放電阻。
 
雖然這是一種經濟有效的方法,但它會導致系統中額外的靜態功率損耗,增加待機功耗。對于 85 VAC 至 265 VAC 的輸入電壓范圍,3.3MΩ泄放電阻分壓器的功率損耗為 21.2 mW。更有效的方法是使用有源 X 電容放電功能,該功能僅在檢測到 AC 斷開時才啟用。對于使用下游 LLC 級的 AC/DC 系統,此功能集成在 UCC256301 和 UCC256304 諧振控制器中。UCC256301 和 UCC256304 能夠通過高壓引腳檢測 AC 線路,當檢測到 AC 斷開事件時,放電 X 電容。在穩定狀態下,HV 引腳的最大漏電流為 7.55μA。每隔 720 ms,UCC25630x 轉換器將一個測試電流階梯應用于線路,檢查過零以確定 AC 拔插事件。假設施加到 HV 引腳的電壓是等于 AC 線電壓的整流正弦波,則可以使用等式 20 計算最壞情況下的功耗:
 

 

 
? 橋式整流器
橋式整流器中的功率損耗是導通期間的正向電壓和每個二極管的寄生電阻的結果。每個二極管的總功率損耗用等式 21 表示:
 
 
最壞情況下的功率損耗發生在最小線電壓和最大負載時。對于 2.1 A 的峰值輸入電流、1 V 的正向電壓和 80mΩ的寄生電阻,可以使用等式 22 計算每個二極管的總功率損耗:
 
 
橋式整流器的總損耗如等式 23 所示:
 
 
二極管的正向電壓取決于溫度,其中正向電壓隨著二極管的結溫度的增加而降低。因此,在橋式整流器中,可以對結溫升高和導通損耗降低進行權衡。
 
? MOSFET 選擇
升壓開關元件中的總功率損耗可以通過由開關的導通電阻引起的導通損耗和驅動 MOSFET 的柵極的開關損耗來描述??梢雜玫仁?24 計算導通損耗:
 
 
其中,IMOS_RMS 是 MOSFET 的均方根電流,RDS_on 是 MOSFET 的導通電阻,Cotemp 是與導通電阻相關的溫度系數??刂械淖畬蟮緦鞒魷衷諑睪妥钚∈淙氳繆故保?/div>
 
 
導通電阻隨著 MOSFET 結溫的增加而增加,在傳導損耗等式中由 Cotemp 表示。在工作期間降低 MOSFET 的溫升可以降低傳導損耗。MOSFET 中的開關損耗總結如下:
 
 
 
 
減少 MOSFET 的柵極電荷以降低上升和下降轉換時間是有利的。然而,對于 600V MOSFET,在這方面的選擇有限。
 
? 待機功耗測量技巧
可以使用等式 29 計算 PFC 級消耗的實際功率:
 
 
由于 UCC28056 的突發模式特性,輸入功率變化通常非常高,并且難以從瞬時功率測量進行精確測量。使用具有積分功能的功率計可以讓用戶在設定的時間間隔內積分 mWh,然后執行簡單計算以獲得 PFC 級消耗的平均輸入功率。圖 3 顯示了 UCC28056EVM-296 上待機功耗測量的正確連接。
 
圖 3. 待機功耗測量連接

 

 
? 功率表連接和設置
強烈建議將 PFC 級的輸出與任何測量儀器(如電子負載或電壓表)物理斷開。由于 PFC 級的輸出是相對較高的電壓,測量儀器吸收的漏電流可能導致 10 mW 的輕負載,這將人為地增加待機功耗測量值。為了防止 AC 線電壓測量的功耗使待機功耗結果增加,將電壓測量的正極端子連接到面向 AC 電源的電源線也很重要。。由于 PFC 級在待機狀態下吸收的電流非常小,因此線電壓的測量誤差小到可以忽略不計。將電流表連接到中性線,以避免高頻噪聲和電容耦合增加電流測量讀數。
 
圖 4.AC 功率表連接
 
線電壓和線電流測量的更高精度可降低測量的噪聲基底,并減少測量間隔內積分的誤差量。建議使用盡可能低的電壓范圍。電流范圍必須足夠大,以測量突發期間的峰值線電流。建議使用電流探頭測量峰值線電流,并選擇恰好高于最大測量線電流的電流范圍。
 
? 平均輸入功率計算
在積分模式下,功率表計算 PFC 級在測量間隔期間消耗的功率量(mWh)。然后可以使用等式 30 計算平均輸入功率:
 
 
? 待機功耗和效率測量
表 5 總結了 PFC 設計從 85 VAC 到 265 VAC 的待機功耗測量。
 
表 5. 待機功耗測量
 
 
圖 5 總結了線路和負載的效率性能。
 
圖 5. 效率與輸出功率
 
? 總結
UCC28056 可在整個負載范圍內提供卓越的待機功耗和效率性能,使設計能夠滿足最新的功耗標準。UCC28056 的突發模式運行可實現高輕載效率,使設計即使在低功耗模式下也能保持 PFC 開啟。通過使 PFC 持續開啟,可實現更窄的輸入電壓范圍,簡化整體系統復雜性以及下游轉換器的設計。
 
? 參考文獻
1. Texas Instruments, A Design Review of a Full-Featured 350-W Offline Power Converter
 
2. Texas Instruments, Power Stage DesignerTM User's Guide